Introducción

Actualmente tanto la contaminación del aire como la detección de gases tóxicos en las industrias y en lugares públicos, han sido un tema de interés para la comunidad científica y social, incrementando la necesidad de monitorear y regular la emisión de ciertos gases que afectan la salud de la población en general (^{Dongmin et al., 2010}; ^{Jendritzky, 1993}). Por ello, la implementación de sistemas de monitoreo ha incrementado en los últimos años. Sin embargo, la detección de gases nocivos se sigue realizando con instrumentos de laboratorio, lo que encarece y dificulta este tipo de detección. Una alternativa para subsanar esto es el desarrollo de sistemas de detección de gas portables de bajo costo. Para ello, hoy en día se han desarrollado diversos sensores capaces de detectar diferentes gases, entre los que destacan los sensores químico-resistivos y los de tipo metal-óxido-semiconductor (MOX) (^{Gardner et al., 2010}; ^{Burgues y Marco, 2018}; ^{Bharat et al., 2018}). Estos últimos combinan, principalmente, un elemento de sensado de gas y un elemento de calentamiento, ya que la sensibilidad y selectividad de la película de sensado es dependiente de su temperatura de operación. Los sensores MOX operan a temperaturas superiores a los 300 °C (^{Seiyama et al., 1962}). En contraste con los sensores de estado sólido en otras tecnologías, los sensores MOX tienen la capacidad de detectar múltiples gases con una alta sensibilidad, pudiendo sensar niveles tan bajos como partes por billón (ppb), además de una mayor compatibilidad con la tecnología CMOS y por ende un bajo costo, lo que ha motivado a la co-integración con los circuitos de acondicionamiento de señal en un solo circuito integrado (^{Korotcenkoy, 2007}).

Los sensores de gas de tipo MOX aún presentan inconvenientes respecto a su selectividad (^{Ponzoni, 2017}). Además de la constante búsqueda de materiales más selectivos, se ha hecho uso de las características estáticas y dinámicas del propio sensor para mejorar su desempeño, utilizando en algunos casos, matrices de sensores no-selectivos junto con técnicas de reconocimiento de patrones para aumentar la selectividad (^{Bermak et al., 2005}). Otra técnica consiste en discriminar los gases a través de la respuesta dinámica del sensor al variar su temperatura de operación, lo que se conoce como técnica de modulación de temperatura (^{Lee y Reedy, 1999}). Cabe mencionar que este se ha convertido en el método más usado para mitigar la baja selectividad en el desarrollo de sistemas de sensado de gases de bajo costo en los últimos años (^{Ponzoni, 2017}; ^{Bermak et al., 2005}).

Para el control de la temperatura de la película sensible, se pueden utilizar dos elementos, uno para sensar la temperatura de la película y otro para calentar (^{Kang et al., 2017}). Sin embargo, es posible usar un solo dispositivo para llevar a cabo ambos procesos, es decir, usando las variaciones de resistencia del propio calentador como sensor de temperatura (^{Falconi, 2013}), lo que conlleva a una reducción del costo de fabricación, siendo este método el que se usa en este trabajo. En la literatura se pueden encontrar diferentes propuestas de circuitos de control de temperatura para sensores de gas MOX, desde esquemas de control simples como el control on/off, hasta algunos más complejos con bloques Proporcional-Integral-Derivativo (PID) (^{Falconi y Fratini, 2008}; ^{Bota et al., 2004}; ^{Casanova et al., 2004}).

En la Figura 1 se representan de manera general los bloques necesarios para implementar un sistema de sensado de gas basado en sensores de gas MOX con modulación de la temperatura de operación. El sistema tiene dos subsistemas principales: el encargado del control de la temperatura de operación de la película sensible y el que determina la concentración del gas o gases presentes. Este último comprendido por un sensor o conjunto de sensores, un circuito de acondicionamiento y un bloque de reconocimiento de patrones para determinar la concentración de gases. El bloque del circuito de control de temperatura por su parte debe ser capaz de manipular la temperatura de operación de la película sensible, de tal manera que se puedan aplicar las técnicas de modulación de temperatura que se han propuesto en la literatura para este tipo de sensores, con el fin de mejorar su selectividad (^{Lee y Reedy, 1999}).

Figura 1: Esquema simplificado de un sistema de sensado de gas basado en sensores MOX 

En este trabajo se propone un circuito de control de tipo on/off, el cual permite utilizar diferentes técnicas de modulación de temperatura y además permite el uso de sensores de gas MOX con diferentes requerimientos en cuanto a la potencia necesaria para alcanzar la temperatura de operación deseada.

El contenido de este trabajo se distribuye de la siguiente manera: en las siguientes secciones se describe el diseño del circuito de control de temperatura propuesto, se muestran los resultados obtenidos y por último las conclusiones del trabajo.

Ciruito de control propuesto

El circuito de control de temperatura propuesto se muestra en la Figura 2, el cual utiliza dos voltajes de alimentación, denominados V _DDL y V _DDH , lo que le da la flexibilidad de controlar Heaters con diferentes requerimientos de potencia (^{Casanova et al., 2004}). V _DDL corresponde al voltaje de alimentación general para los circuitos de acondicionamiento analógico y digital, mientras que V _DDH , es el voltaje de alimentación que le proporciona la potencia necesaria para el calentamiento del Heater, el cual puede ser mucho mayor al voltaje V _DDL . Este trabajo se ha desarrollado en una tecnología CMOS de UMC de 180nm, por lo que V _DDL es de 1.8V. Esta tecnología cuenta con transistores de alto voltaje que pueden trabajar a 3.3V, los cuales fueron utilizados en la rama de VDDH.

Figura 2: Esquemático del circuito de control de temperatura propuesto 

El circuito propuesto desarrolla cuatro acciones principales: medida, comparación, almacenamiento digital y acción de control. Todas ellas sincronizadas por medio de la señal de reloj CLK. La medida de la resistencia del Heater y la comparación con el voltaje de referencia (temperatura deseada) se realizan cuando CLK=0. Durante este estado, los interruptores M ₂ y M ₃ se encienden, por lo que conectan al amplificador de instrumentación con el Heater. De igual forma, los interruptores M ₄ y M ₅ conectan al Heater con el espejo de corriente, y finalmente M ₁ , al ser de tipo PMOS, se apaga, desconectando al Heater del voltaje V _DDH . Durante la transición del reloj de 0 a 1, el resultado de la comparación es almacenado en el Flip-Flop tipo D. Finalmente, cuando CLK=1, el amplificador de instrumentación y el espejo de corriente son desconectados (ya que los interruptores de M ₂ a M ₅ se apagan), la acción de control es ejecutado a través del transistor M ₁ , el cual es encendido o apagado dependiendo del valor almacenado en el Flip-Flop (0(enciende, 1(apaga). Lo anterior permite que el Heater se alimente con VDDH si su temperatura es menor al valor deseado, especificado por V _SP , y se desconecte cuando lo haya superado.

Durante el proceso de medida, el circuito genera una corriente de referencia Iref=Vref1/Rref. El voltaje V _ref1 se obtiene mediante un seguidor de voltaje implementado con el amplificador A₂ y el transistor M₆, el cual toma el voltaje de referencia VDDL/6 de una cadena de transistores de igual dimensiones conectados en diodo (M ₁₀ a M ₁₅ ), con una caída de voltaje de VDDL/6 en cada transistor. La corriente de referencia generada I _ref , se transfiere a la rama del Heater a través del espejo de corriente (M ₇ a M ₉ ), generando el voltaje VH=Vref1(RHRref). Cabe mencionar que en el espejo de corriente se ha incluido el amplificador A1, con el fin de mantener el voltaje Vds=Vgs en los transistores M8 y M9 para mejorar la copia de corriente. La diferencia de potencial (VH-Vref1) es amplificada por el amplificador de instrumentación IA, implementado en modo corriente y cuyo esquemático se muestra en la Figura 3, produciendo entonces un voltaje de salida dado por

Figura 3: Esquemático del amplificador de instrumentación 

donde G es la ganancia del amplificador y Vref2 es un voltaje de referencia (obtenido de la cadena de transistores conectados en diodo M ₁₀ a M ₁₅ de la Figura 2) que permite fijar el nivel de voltaje de salida Vamp para cuando ambas entradas del amplificador de instrumentación son iguales (VH=Vref1), de esta manera un voltaje de alimentación dual no es necesario. Para que la salida Vamp se encuentre a la mitad del voltaje de alimentación (cuando RH=RH0), y a partir de ahí varíe en todo el rango de VDDL para variaciones de∆RH, el valor de la resistencia Rref queda determinado por

Donde RH0 es el valor de la resistencia del Heater a la temperatura ambiente TA y ∆RH es la variación de la resistencia del Heater debido a las variaciones de su temperatura de operación. El valor de RH respecto a su temperatura TH puede expresarse de manera simple como

donde α es el coeficiente de temperatura de RH a la temperatura ambiente TA (^{Lee y Reedy,1999}).

El voltaje de salida del amplificador se compara con Vsp, el cual representa el valor de temperatura del Heater deseado y por ende la temperatura de operación del sensor, despejando de la Ecuación (3):

La salida del comparador es almacenada en el Flip-Flop tipo D, cuyo valor se usa en la fase de control para activar o desactivar al transistor M ₁ con el fin de mantener la temperatura de operación del sensor alrededor de la temperatura deseada.

La salida de la compuerta OR, no puede ser conectada directamente a la compuerta del transistor M ₁ , ya que este no se desactivará si la diferencia entre los dos voltajes de alimentación es superior al voltaje de encendido VDDL-VDDH≥Vtp. Para evitar que ocurra el caso anterior y aumentar la flexibilidad del esquema propuesto se agrega el acoplador de niveles lógicos mostrado en la Figura 4 (^{Ishihara et al., 2004}). El acoplador ayuda además a manejar la carga capacitiva de la compuerta de M ₁ .

Figura 4: Esquemático del convertidor de nivel 

Simulaciones y resultados

Para mostrar la funcionalidad y desempeño del circuito propuesto se han tomado las características del sensor de gas comercial de monóxido de carbono AS-MLC de la empresa AppliedSensor. Sin embargo, para poder simular el circuito en conjunto con el sensor, es necesario un modelo eléctrico del Heater. En la Figura 5 se muestra la representación del Heater en el dominio eléctrico, donde RH es el valor de su resistencia (dada por la Ecuación 3), Pe es la potencia eléctrica suministrada, RTH y CTH representan la resistencia y capacitancia térmica respectivamente, y la fuente TA la temperatura ambiente. De acuerdo con el modelo eléctrico de la Figura 5, la razón del incremento en la temperatura del calentador queda descrita por la ecuación de equilibrio (Mo et al., 2002):

Figura 5: Modelo eléctrico del calentador (Heater) 

La potencia instantánea aplicada al Heater, Pe, es una función del voltaje aplicado VH y de la resistencia del HeaterRH, como se muestra enseguida:

Considerando las ecuaciones (3), (5) y (6) se implementó el modelo eléctrico del Heater mediante fuentes controladas, tal como se muestra en la Figura 6, los cuales fueron descritos en Verilog-AMS para su interconexión y simulación con el circuito propuesto.

Figura 6: Implementación del modelo eléctrico del calentador con fuentes controladas 

El modelo eléctrico fue aplicado al sensor comercial de gas CO AS-MLC de la empresa AppliedSensor, cuyo Heater tiene un coeficiente de temperatura de α=1700ppm/°K a TA=20℃. La resistencia del sensor a temperatura ambiente, RH0, y la constante de tiempo, τT, fueron medidas experimentalmente. Para determinar la constante de tiempo se aplicó una entrada escalón de 2.3V al Heater mientras se monitoreaba su valor resistivo con una SourceMeter Keithley 2400, obteniendo un valor de 22ms, tiempo en el que alcanza 63.2% de su valor final. El valor de RH0 se midió con el mismo instrumento, pero aplicando un voltaje de solo 10mV para evitar su autocalentamiento y obtener el valor correcto de su resistencia a temperatura ambiente, obteniendo un valor de 102(. Por lo anterior RTH y CTH del modelo se establecieron en 6.3k( y 3.47µF, respectivamente.

El circuito propuesto fue simulado aplicando diferentes señales de entrada, Vsp, con las formas más representativas de las técnicas de modulación de la temperatura de operación de sensores de gas MOX (^{Lee y Reedy, 1999}). La señal de reloj se estableció a una frecuencia de 10kHz. En la Figura 7 se observa la respuesta del circuito propuesto bajo una entrada escalón en la señal de referencia, Vsp, de tal manera que el Heater cambia de la temperatura ambiente a una temperatura de operación particular. En la Figura 7a se muestra la resistencia del Heater desde su valor a temperatura ambiente R_H=102Ω, hasta el valor final RH=135Ω; lo que corresponde a un cambio en la temperatura de operación del sensor de 20 ºC a aproximadamente 210 ºC (Figura 7b). En la misma figura se muestra también un acercamiento de la parte en donde la resistencia se ha establecido alrededor del valor deseado. El rizo obtenido es inferior a 0.2(, lo que corresponde a un error aproximado de 1 ºC en la temperatura de operación del sensor.

Figura 7: Respuesta del circuito de control con entrada de un pulso 

Un arreglo virtual de sensores de gas puede ser generado usando un solo sensor; esto es posible porque los sensores de gas MOX son sensibles a diferentes gases utilizando distintas temperaturas de operación. Por lo anterior, el circuito fue simulado para controlar la temperatura de operación a diferentes niveles. En la Figura 8 se muestra la salida del circuito de control bajo una entrada que simula los diferentes niveles de temperatura de operación. Se puede observar que la temperatura se establece en los valores deseados después de cierto tiempo debido a la constante de tiempo térmica del propio sensor, en este caso de 22ms.

Figura 8: Respuesta del circuito de control bajo diferentes niveles de referencia de entrada 

Finalmente, se realizaron simulaciones con una señal de entrada sinusoidal de 2Hz para verificar el uso del circuito en las técnicas de modulación de temperatura siguiendo una forma de onda periódica. En la Figura 9 se muestra el resultado de la simulación, se puede observar, que una vez que el calentador alcanza el valor deseado, este sigue la forma de onda. Los mejores resultados para discriminar gases o incrementar la selectividad de los sensores MOX se han encontrado con frecuencias de modulación de temperatura por debajo de 1Hz (^{Sun et al., 2004}), por lo que el circuito de control de temperatura propuesto puede ser usado para esas aplicaciones.

Figura 9: Respuesta del circuito de control a una entrada con forma de onda periódica 

Cabe mencionar que en todas y cada una de las simulaciones, el error en el control de la resistencia se mantuvo por debajo de 0.2 Ω, lo que significa que el error en la temperatura de operación fue de aproximadamente 1 ºC. Para el sensor usado, la potencia promedio en la fase de medida fue de 1.7mW mientras que en el periodo de calentamiento fue de 43.6 mW.

En la Tabla 1 se proporciona un concentrado de las principales características del circuito de control de temperatura y una comparación con los trabajos más representativos de las técnicas de control de temperatura para sensores de gas de tipo MOX. Con el esquema propuesto se consigue la simplicidad y eficiencia de una técnica de control on/off y la flexibilidad en cuanto a voltajes de alimentación de un sistema que usa técnicas de control clásico.

Para demostrar la funcionalidad de la arquitectura del circuito propuesto, el circuito de control fue fabricado con la tecnología UMC 180nm CMOS. El layout y la fotografía del sistema se muestran en la Figura 10. El área del circuito integrado fue de 0.06 mm².

Figura 10: Implementación del circuito integrado 

El circuito fabricado fue probado con señales escalón introducidas en Vsp (ver Figura 2) y como señal de salida fue monitoreado Vamp, cuyo valor representa la temperatura de operación deseada de acuerdo con la relación definida en la ecuación (1). La Figura 11 muestra la respuesta del sistema cuando Vsp cambia de 0.5V a 0.95V y la Figura 12 cuando la entrada cambia de 0.95 a 0.5V en ambos casos el tiempo de establecimiento fue de aproximadamente 45ms. De acuerdo con las relaciones definidas en las ecuaciones (1) y (4) el cambio producido corresponde a una variación de temperatura de 61 °C a 164 °C.

Figura 11: Respuesta experimental del circuito de control a un cambio del voltaje de entrada de 0.5 a 0.95V (correspondiente a un cambio de 61 a 164°C) 

Figura 12: Respuesta experimental del circuito de control a un cambio del voltaje de entrada de 0.5 a 0.95V (correspondiente a un cambio de 164 a 61°C) 

La funcionalidad del circuito de control se muestra en la Figura 13. El rango de tiempo mostrado corresponde al estado estacionario, cuando la resistencia del Heater ha llegado al valor deseado, después de la parte transitoria mostrada en las Figuras 11 y 12. La frecuencia del reloj se estableció a 3kHz con un ancho de pulso de 60%. Tal como se puede observar, cuando el voltaje de salida del amplificador de instrumentación Vamp, es menor que el voltaje de referencia Vsp, el circuito de control aplica al Heater, el voltaje máximo VDDH (en VH) para calentar el sensor. Una vez que la temperatura del sensor sobrepasa el valor deseado ( Vamp > Vsp) el circuito de control desconecta al Heater de VDDH, manteniendo de esta manera la temperatura del sensor alrededor del valor deseado. El sistema estableció la temperatura de operación del sensor en el valor deseado con un error de ± 5.4 °C. Este error es más alto que el obtenido en las simulaciones debido a que la frecuencia de reloj usado en la parte experimental fue de solo 3 kHz, mientras que en las simulaciones se usó un reloj de 10 kHz. Se empleó una frecuencia de reloj más bajo con el propósito de poder observar con mayor claridad el funcionamiento del sistema (mostrado en la Figura 13). Cabe destacar entonces que el error se reduce al aumentar la frecuencia del reloj, así como reduciendo el nivel de ruido de los voltajes de referencia.

Figura 13: Respuesta experimental que muestra el modo de operación del circuito de control de temperatura: voltaje de set-point (V_sp), Voltaje de salida del amplificador de instrumentación (V_amp), Voltaje aplicado al Heater (V_H) y señal de reloj (CLK) 

Conclusiones

En este trabajo se ha propuesto un circuito de control on/off que utiliza la resistencia del propio calentador como sensor de temperatura. En contraste con otros esquemas propuestos en la literatura, el circuito propuesto adopta la simplicidad de un esquema de control on/off y adiciona la capacidad de manejar sensores de gas MOX con diferentes requerimientos de potencia al tener la flexibilidad para manejar dos niveles de voltaje; uno para los circuitos de acondicionamiento de señal, y otro exclusivo para la alimentación del Heater. Lo anterior abre la posibilidad de poder migrar a otras tecnologías de fabricación, con el único requerimiento de que la tecnología cuente con transistores de alto voltaje para manejar la potencia requerida por el Heater.

Por otra parte, se demostró que el circuito de control permite aplicar las técnicas de modulación de la temperatura de operación de los sensores MOX que han sido reportados en la literatura para la mejora de su selectividad: modulación por pulsos, generación de matrices virtuales de sensores mediante un solo sensor y modulación de la temperatura siguiendo una determinada forma de onda periódica, entre otras. El control en la resistencia del calentador permitió obtener un error inferior a 0.2 (, que corresponde a un error en la temperatura de operación de aproximadamente 1 ºC.