Artículos
Circuito CMOS para el control de temperatura de sensores de gas
MOX
CMOS temperature control circuit for MOX gas sensors
1Universidad Autónoma del Estado de México,
Correo: alvarez.simon.dr@gmail.com
2Conacyt-Tecnológico Nacional de México,
Instituto Tecnológico de La Laguna, Correo: egomez.ram@gmail.com
Resumen
En los últimos años, la contaminación del aire y la detección de gases nocivos se
han convertido en una vertiente en la investigación. Por ello, hoy en día se han
desarrollado diversos sensores capaces de detectar diferentes gases, por
ejemplo, los sensores químico-resistivos y los de tipo metal-óxido-semiconductor
(sensores MOX), los cuales se destacan entre otras tecnologías. Los sensores de
gas MOX permiten detectar múltiples gases con una alta sensibilidad y además son
compatibles con tecnologías de integración CMOS. Los sensores MOX combinan un
elemento de sensado de gas y un elemento de calentamiento para la selectividad
de gases. Actualmente, la modulación de la temperatura de operación es una de
las técnicas más usadas para mejorar la selectividad y estabilidad de los
sensores de gas MOX. En este trabajo se propone un circuito de control on/off
para la modulación de la temperatura de operación de sensores MOX utilizando la
resistencia del calentador para monitorear su temperatura. Este circuito permite
aplicar diferentes técnicas de modulación de temperatura tales como la técnica
de modulación por pulsos, la técnica de modulación por ondas periódicas y el
control a diferentes niveles de la temperatura de operación para la generación
de matrices virtuales de sensores mediante un solo sensor. El circuito se diseñó
en una tecnología CMOS de 180nm y se simuló usando un modelo simple del sensor
comercial AS-MLC de AppliedSensor. El circuito propuesto permite alcanzar
exactitudes de 0.2 Ω en el valor de la resistencia del calentador, el cual
corresponde aproximadamente a un error de 1 °C en la temperatura de operación
del sensor.
Descriptores: Control de temperatura; sensores de gas MOX; modulación de temperatura; circuitos CMOS; Circuito de control on-off.
Abstract
In the last years, air pollution and the detection of harmful gases has become
one important branch in research. For this reason, several sensors capable of
detecting different gases have been developed, for example, chemical-resistive
sensors and metal-oxide-semiconductor sensors (MOX sensors). MOX gas sensors
allow the detection of multiple gases with high sensitivity and are also
compatible with CMOS integration technologies. The MOX sensors combine a gas
sensing element and a heating element for the gas selectivity. Currently, the
modulation of the operating temperature is one of the most used techniques to
improve the selectivity and stability of the MOX gas sensors. In this work, an
on/off control circuit for temperature modulation in MOX sensors using
resistance from Heater to monitor the temperature is proposed. This circuit
allows applying different temperature modulation techniques like pulses
modulation technique, periodic wave modulation technique, and control at
different levels of the operating temperature for the generation of virtual
arrays of sensors by a single sensor. The circuit was designed in a 180nm CMOS
technology and simulated using a simple model of a commercial sensor AS-MLC from
AppliedSensor. The proposed control circuit allows achieving accuracies of 0.2Ω
in the Heater resistance value, which corresponds to an error
of 1 °C in the operating temperature of the sensor approximately.
Keywords: Temperature control; MOX gas sensor; temperature modulation; CMOS circuit; on/off control circuit
Introducción
Actualmente tanto la contaminación del aire como la detección de gases tóxicos en las
industrias y en lugares públicos, han sido un tema de interés para la comunidad
científica y social, incrementando la necesidad de monitorear y regular la emisión
de ciertos gases que afectan la salud de la población en general (Dongmin et al., 2010; Jendritzky, 1993). Por ello, la implementación
de sistemas de monitoreo ha incrementado en los últimos años. Sin embargo, la
detección de gases nocivos se sigue realizando con instrumentos de laboratorio, lo
que encarece y dificulta este tipo de detección. Una alternativa para subsanar esto
es el desarrollo de sistemas de detección de gas portables de bajo costo. Para ello,
hoy en día se han desarrollado diversos sensores capaces de detectar diferentes
gases, entre los que destacan los sensores químico-resistivos y los de tipo
metal-óxido-semiconductor (MOX) (Gardner et
al., 2010; Burgues y Marco,
2018; Bharat et al.,
2018). Estos últimos combinan, principalmente, un elemento de sensado de
gas y un elemento de calentamiento, ya que la sensibilidad y selectividad de la
película de sensado es dependiente de su temperatura de operación. Los sensores MOX
operan a temperaturas superiores a los 300 °C (Seiyama et al., 1962). En contraste con los sensores de
estado sólido en otras tecnologías, los sensores MOX tienen la capacidad de detectar
múltiples gases con una alta sensibilidad, pudiendo sensar niveles tan bajos como
partes por billón (ppb), además de una mayor compatibilidad con la tecnología CMOS y
por ende un bajo costo, lo que ha motivado a la co-integración con los circuitos de
acondicionamiento de señal en un solo circuito integrado (Korotcenkoy, 2007).
Los sensores de gas de tipo MOX aún presentan inconvenientes respecto a su
selectividad (Ponzoni, 2017). Además de la
constante búsqueda de materiales más selectivos, se ha hecho uso de las
características estáticas y dinámicas del propio sensor para mejorar su desempeño,
utilizando en algunos casos, matrices de sensores no-selectivos junto con técnicas
de reconocimiento de patrones para aumentar la selectividad (Bermak et al., 2005). Otra técnica consiste en
discriminar los gases a través de la respuesta dinámica del sensor al variar su
temperatura de operación, lo que se conoce como técnica de modulación de temperatura
(Lee y Reedy, 1999). Cabe mencionar que
este se ha convertido en el método más usado para mitigar la baja selectividad en el
desarrollo de sistemas de sensado de gases de bajo costo en los últimos años (Ponzoni, 2017; Bermak et al., 2005).
Para el control de la temperatura de la película sensible, se pueden utilizar dos
elementos, uno para sensar la temperatura de la película y otro para calentar (Kang et al., 2017). Sin
embargo, es posible usar un solo dispositivo para llevar a cabo ambos procesos, es
decir, usando las variaciones de resistencia del propio calentador como sensor de
temperatura (Falconi, 2013), lo que conlleva a
una reducción del costo de fabricación, siendo este método el que se usa en este
trabajo. En la literatura se pueden encontrar diferentes propuestas de circuitos de
control de temperatura para sensores de gas MOX, desde esquemas de control simples
como el control on/off, hasta algunos más complejos con bloques
Proporcional-Integral-Derivativo (PID) (Falconi y
Fratini, 2008; Bota et
al., 2004; Casanova et
al., 2004).
En la Figura 1 se representan de manera general
los bloques necesarios para implementar un sistema de sensado de gas basado en
sensores de gas MOX con modulación de la temperatura de operación. El sistema tiene
dos subsistemas principales: el encargado del control de la temperatura de operación
de la película sensible y el que determina la concentración del gas o gases
presentes. Este último comprendido por un sensor o conjunto de sensores, un circuito
de acondicionamiento y un bloque de reconocimiento de patrones para determinar la
concentración de gases. El bloque del circuito de control de temperatura por su
parte debe ser capaz de manipular la temperatura de operación de la película
sensible, de tal manera que se puedan aplicar las técnicas de modulación de
temperatura que se han propuesto en la literatura para este tipo de sensores, con el
fin de mejorar su selectividad (Lee y Reedy,
1999).
En este trabajo se propone un circuito de control de tipo on/off, el cual permite
utilizar diferentes técnicas de modulación de temperatura y además permite el uso de
sensores de gas MOX con diferentes requerimientos en cuanto a la potencia necesaria
para alcanzar la temperatura de operación deseada.
El contenido de este trabajo se distribuye de la siguiente manera: en las siguientes
secciones se describe el diseño del circuito de control de temperatura propuesto, se
muestran los resultados obtenidos y por último las conclusiones del trabajo.
Ciruito de control propuesto
El circuito de control de temperatura propuesto se muestra en la Figura 2, el cual utiliza dos voltajes de alimentación,
denominados V
DDL
y V
DDH
, lo que le da la flexibilidad de controlar Heaters con
diferentes requerimientos de potencia (Casanova
et al., 2004). V
DDL
corresponde al voltaje de alimentación general para los circuitos de
acondicionamiento analógico y digital, mientras que V
DDH
, es el voltaje de alimentación que le proporciona la potencia necesaria para
el calentamiento del Heater, el cual puede ser mucho mayor al
voltaje V
DDL
. Este trabajo se ha desarrollado en una tecnología CMOS de UMC de 180nm, por
lo que V
DDL
es de 1.8V. Esta tecnología cuenta con transistores de alto voltaje que
pueden trabajar a 3.3V, los cuales fueron utilizados en la rama de VDDH.
El circuito propuesto desarrolla cuatro acciones principales: medida, comparación,
almacenamiento digital y acción de control. Todas ellas sincronizadas por medio de
la señal de reloj CLK. La medida de la resistencia del Heater y la
comparación con el voltaje de referencia (temperatura deseada) se realizan cuando CLK=0. Durante este estado, los interruptores M
2
y M
3
se encienden, por lo que conectan al amplificador de instrumentación con el
Heater. De igual forma, los interruptores M
4
y M
5
conectan al Heater con el espejo de corriente, y finalmente
M
1
, al ser de tipo PMOS, se apaga, desconectando al Heater del
voltaje V
DDH
. Durante la transición del reloj de 0 a 1, el resultado de la comparación es
almacenado en el Flip-Flop tipo D. Finalmente, cuando CLK=1, el amplificador de instrumentación y el espejo de corriente son
desconectados (ya que los interruptores de M
2
a M
5
se apagan), la acción de control es ejecutado a través del transistor
M
1
, el cual es encendido o apagado dependiendo del valor almacenado en el
Flip-Flop (0(enciende, 1(apaga). Lo anterior permite que el Heater
se alimente con VDDH si su temperatura es menor al valor deseado, especificado por
V
SP
, y se desconecte cuando lo haya superado.
Durante el proceso de medida, el circuito genera una corriente de referencia Iref=Vref1/Rref. El voltaje V
ref1
se obtiene mediante un seguidor de voltaje implementado con el amplificador
A2 y el transistor M6, el cual toma el voltaje de
referencia VDDL/6 de una cadena de transistores de igual dimensiones conectados en diodo
(M
10
a M
15
), con una caída de voltaje de VDDL/6 en cada transistor. La corriente de referencia generada
I
ref
, se transfiere a la rama del Heater a través del espejo de
corriente (M
7
a M
9
), generando el voltaje VH=Vref1(RHRref). Cabe mencionar que en el espejo de corriente se ha incluido el
amplificador A1, con el fin de mantener el voltaje Vds=Vgs en los transistores M8 y M9 para mejorar la copia de corriente. La
diferencia de potencial (VH-Vref1) es amplificada por el amplificador de instrumentación
IA, implementado en modo corriente y cuyo esquemático se
muestra en la Figura 3, produciendo entonces un
voltaje de salida dado por
Vamp=Vref1RHRref-1G+Vref2
(1)
donde G es la ganancia del amplificador y Vref2 es un voltaje de referencia (obtenido de la cadena de transistores
conectados en diodo M
10
a M
15
de la Figura 2) que permite fijar el
nivel de voltaje de salida Vamp para cuando ambas entradas del amplificador de instrumentación son
iguales (VH=Vref1), de esta manera un voltaje de alimentación dual no es necesario. Para
que la salida Vamp se encuentre a la mitad del voltaje de alimentación (cuando RH=RH0), y a partir de ahí varíe en todo el rango de VDDL para variaciones de∆RH, el valor de la resistencia Rref queda determinado por
Rref=RH0+∆RH2
(2)
Donde RH0 es el valor de la resistencia del Heater a la
temperatura ambiente TA y ∆RH es la variación de la resistencia del Heater debido a
las variaciones de su temperatura de operación. El valor de RH respecto a su temperatura TH puede expresarse de manera simple como
RH=RH01+αTH-TA
(3)
donde α es el coeficiente de temperatura de RH a la temperatura ambiente TA (Lee y Reedy,1999).
El voltaje de salida del amplificador se compara con Vsp, el cual representa el valor de temperatura del Heater
deseado y por ende la temperatura de operación del sensor, despejando de la Ecuación
(3):
TH=1αRHRH0-1+TA
(4)
La salida del comparador es almacenada en el Flip-Flop tipo D, cuyo valor se usa en
la fase de control para activar o desactivar al transistor M
1
con el fin de mantener la temperatura de operación del sensor alrededor de la
temperatura deseada.
La salida de la compuerta OR, no puede ser conectada directamente a
la compuerta del transistor M
1
, ya que este no se desactivará si la diferencia entre los dos voltajes de
alimentación es superior al voltaje de encendido VDDL-VDDH≥Vtp. Para evitar que ocurra el caso anterior y aumentar la flexibilidad del
esquema propuesto se agrega el acoplador de niveles lógicos mostrado en la Figura 4 (Ishihara et al., 2004). El acoplador ayuda además a
manejar la carga capacitiva de la compuerta de M
1
.
Simulaciones y resultados
Para mostrar la funcionalidad y desempeño del circuito propuesto se han tomado las
características del sensor de gas comercial de monóxido de carbono AS-MLC de la
empresa AppliedSensor. Sin embargo, para poder simular el circuito en conjunto con
el sensor, es necesario un modelo eléctrico del Heater. En la Figura 5 se muestra la representación del
Heater en el dominio eléctrico, donde RH es el valor de su resistencia (dada por la Ecuación 3), Pe es la potencia eléctrica suministrada, RTH y CTH representan la resistencia y capacitancia térmica respectivamente, y la
fuente TA la temperatura ambiente. De acuerdo con el modelo eléctrico de la Figura 5, la razón del incremento en la
temperatura del calentador queda descrita por la ecuación de equilibrio (Mo
et al., 2002):
dTHdt=PeCTH-TH-TAτT
(5)
donde
Pe
|
= calor por efecto Joule proporcionada por el voltaje aplicado y |
τT=RTHCTH
|
= constante de tiempo térmica |
La potencia instantánea aplicada al Heater, Pe, es una función del voltaje aplicado VH y de la resistencia del HeaterRH, como se muestra enseguida:
Pe=VH2RH
(6)
Considerando las ecuaciones (3), (5) y (6) se implementó el modelo eléctrico del
Heater mediante fuentes controladas, tal como se muestra en la
Figura 6, los cuales fueron descritos en
Verilog-AMS para su interconexión y simulación con el circuito propuesto.
El modelo eléctrico fue aplicado al sensor comercial de gas CO AS-MLC de la empresa
AppliedSensor, cuyo Heater tiene un
coeficiente de temperatura de α=1700ppm/°K a TA=20℃. La resistencia del sensor a temperatura ambiente, RH0, y la constante de tiempo, τT, fueron medidas experimentalmente. Para determinar la constante de
tiempo se aplicó una entrada escalón de 2.3V al Heater mientras se
monitoreaba su valor resistivo con una SourceMeter Keithley 2400, obteniendo un
valor de 22ms, tiempo en el que alcanza 63.2% de su valor final. El valor de RH0 se midió con el mismo instrumento, pero aplicando un voltaje de solo
10mV para evitar su autocalentamiento y obtener el valor correcto de su resistencia
a temperatura ambiente, obteniendo un valor de 102(. Por lo anterior RTH y CTH del modelo se establecieron en 6.3k( y 3.47µF, respectivamente.
El circuito propuesto fue simulado aplicando diferentes señales de entrada, Vsp, con las formas más representativas de las técnicas de modulación de la
temperatura de operación de sensores de gas MOX (Lee
y Reedy, 1999). La señal de reloj se estableció a una frecuencia de
10kHz. En la Figura 7 se observa la respuesta
del circuito propuesto bajo una entrada escalón en la señal de referencia, Vsp, de tal manera que el Heater cambia de la temperatura
ambiente a una temperatura de operación particular. En la Figura 7a se muestra la resistencia del Heater
desde su valor a temperatura ambiente RH=102Ω, hasta el valor final RH=135Ω; lo que corresponde a un cambio en la temperatura de operación del
sensor de 20 ºC a aproximadamente 210 ºC (Figura
7b). En la misma figura se muestra también un acercamiento de la parte en
donde la resistencia se ha establecido alrededor del valor deseado. El rizo obtenido
es inferior a 0.2(, lo que corresponde a un error aproximado de 1 ºC en la
temperatura de operación del sensor.
Un arreglo virtual de sensores de gas puede ser generado usando un solo sensor; esto
es posible porque los sensores de gas MOX son sensibles a diferentes gases
utilizando distintas temperaturas de operación. Por lo anterior, el circuito fue
simulado para controlar la temperatura de operación a diferentes niveles. En la
Figura 8 se muestra la salida del circuito
de control bajo una entrada que simula los diferentes niveles de temperatura de
operación. Se puede observar que la temperatura se establece en los valores deseados
después de cierto tiempo debido a la constante de tiempo térmica del propio sensor,
en este caso de 22ms.
Finalmente, se realizaron simulaciones con una señal de entrada sinusoidal de 2Hz
para verificar el uso del circuito en las técnicas de modulación de temperatura
siguiendo una forma de onda periódica. En la Figura
9 se muestra el resultado de la simulación, se puede observar, que una
vez que el calentador alcanza el valor deseado, este sigue la forma de onda. Los
mejores resultados para discriminar gases o incrementar la selectividad de los
sensores MOX se han encontrado con frecuencias de modulación de temperatura por
debajo de 1Hz (Sun et al.,
2004), por lo que el circuito de control de temperatura propuesto puede
ser usado para esas aplicaciones.
Cabe mencionar que en todas y cada una de las simulaciones, el error en el control de
la resistencia se mantuvo por debajo de 0.2 Ω, lo que significa que el error en la
temperatura de operación fue de aproximadamente 1 ºC. Para el sensor usado, la
potencia promedio en la fase de medida fue de 1.7mW mientras que en el periodo de
calentamiento fue de 43.6 mW.
En la Tabla 1 se proporciona un concentrado de
las principales características del circuito de control de temperatura y una
comparación con los trabajos más representativos de las técnicas de control de
temperatura para sensores de gas de tipo MOX. Con el esquema propuesto se consigue
la simplicidad y eficiencia de una técnica de control on/off y la flexibilidad en
cuanto a voltajes de alimentación de un sistema que usa técnicas de control
clásico.
Tabla 1: Comparación de los circuitos de control de temperatura
Parámetro |
Circuito propuesto |
[14] On/off |
[15] Control PID |
Tecnología |
180nm |
- |
800nm |
VDD |
1.8V y 3.3V |
5V |
5V y 15V |
Resolución (simulado) |
±1°C |
±1°C |
1°C |
Resistencia del
Heater
|
102-150Ω |
50-100Ω |
50-100Ω 310-800Ω |
Consumo de potencia |
~1.7mW |
~2.18mW |
- |
Manejo de
heaters con diferente potencia |
Si |
No |
Si |
Complejidad |
Baja |
Baja |
Alta |
Para demostrar la funcionalidad de la arquitectura del circuito propuesto, el
circuito de control fue fabricado con la tecnología UMC 180nm CMOS. El
layout y la fotografía del sistema se muestran en la Figura 10. El área del circuito integrado fue de
0.06 mm2.
El circuito fabricado fue probado con señales escalón introducidas en Vsp (ver Figura 2) y como señal de
salida fue monitoreado Vamp, cuyo valor representa la temperatura de operación deseada de acuerdo
con la relación definida en la ecuación (1). La Figura 11 muestra la respuesta del sistema cuando Vsp cambia de 0.5V a 0.95V y la Figura
12 cuando la entrada cambia de 0.95 a 0.5V en ambos casos el tiempo de
establecimiento fue de aproximadamente 45ms. De acuerdo con las relaciones definidas
en las ecuaciones (1) y (4) el cambio producido corresponde a una variación de
temperatura de 61 °C a 164 °C.
La funcionalidad del circuito de control se muestra en la Figura 13. El rango de tiempo mostrado corresponde al estado
estacionario, cuando la resistencia del Heater ha llegado al valor
deseado, después de la parte transitoria mostrada en las Figuras 11 y 12. La
frecuencia del reloj se estableció a 3kHz con un ancho de pulso de 60%. Tal como se
puede observar, cuando el voltaje de salida del amplificador de instrumentación Vamp, es menor que el voltaje de referencia Vsp, el circuito de control aplica al Heater, el voltaje
máximo VDDH (en VH) para calentar el sensor. Una vez que la
temperatura del sensor sobrepasa el valor deseado ( Vamp > Vsp) el circuito de control desconecta al Heater de VDDH, manteniendo de esta manera la temperatura del sensor alrededor del
valor deseado. El sistema estableció la temperatura de operación del sensor en el
valor deseado con un error de ± 5.4 °C. Este error es más alto que el obtenido en
las simulaciones debido a que la frecuencia de reloj usado en la parte experimental
fue de solo 3 kHz, mientras que en las simulaciones se usó un reloj de 10 kHz. Se
empleó una frecuencia de reloj más bajo con el propósito de poder observar con mayor
claridad el funcionamiento del sistema (mostrado en la Figura 13). Cabe destacar entonces que el error se reduce al
aumentar la frecuencia del reloj, así como reduciendo el nivel de ruido de los
voltajes de referencia.
Conclusiones
En este trabajo se ha propuesto un circuito de control on/off que utiliza la
resistencia del propio calentador como sensor de temperatura. En contraste con otros
esquemas propuestos en la literatura, el circuito propuesto adopta la simplicidad de
un esquema de control on/off y adiciona la capacidad de manejar sensores de gas MOX
con diferentes requerimientos de potencia al tener la flexibilidad para manejar dos
niveles de voltaje; uno para los circuitos de acondicionamiento de señal, y otro
exclusivo para la alimentación del Heater. Lo anterior abre la
posibilidad de poder migrar a otras tecnologías de fabricación, con el único
requerimiento de que la tecnología cuente con transistores de alto voltaje para
manejar la potencia requerida por el Heater.
Por otra parte, se demostró que el circuito de control permite aplicar las técnicas
de modulación de la temperatura de operación de los sensores MOX que han sido
reportados en la literatura para la mejora de su selectividad: modulación por
pulsos, generación de matrices virtuales de sensores mediante un solo sensor y
modulación de la temperatura siguiendo una determinada forma de onda periódica,
entre otras. El control en la resistencia del calentador permitió obtener un error
inferior a 0.2 (, que corresponde a un error en la temperatura de operación de
aproximadamente 1 ºC.
Agradecimientos
Los autores agradecen al CONACyT por el apoyo recibido a través de la beca doctorado
212441 y el proyecto de investigación CB-SEP-2008-01-99901188.
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